Тюнер LUX T-188B

DVB-T цифровий ТВ-тюнер, що працює в новому сучасному форматі цифрового мовлення MPEG-4. (В Києві на 25 травня 2011 року впевнено брав 16 каналів в цифровій якості - скоро буде 32 каналу!)

Універсальний - підключається до будь-якого монітора з вхідним відео. У комплекті пульт д.у. і внесений датчик- кріпиться на торпедо- для реалізації управління тюнером.


Частота: VHF-H (174MHz ~ 230MHz), UHF (470MHz ~ 862MHz)
Ширина смуги частот: 8MHz
Рівень вхідного сигналу: -78dBm ~ -20dBm
Опір входу: 75Ω
демодулятор
Хвиля: CODFM
Демодулірованіе: QPSK, QAM16. QAM64
Режим: 2K, 8K
Зазор запобігання: 1 / я, 1/8, 1/16, 1/32
Тариф Коду: 1/2, 2/3, 2/4, 5/6, 7/8
відео- розшифровувати
Стандарт: ISO / IEC 13818-2 MPEG-2 MP @ ML
Відео- форма: 4: 3, 16: 9
Дозвіл: максимальне 720 * 576
Тариф Коду вхідного сигналу: максимальний Mbit / S
демультиплексор
Стандарт: ISP / IEC 13818-1
Максимальна протягом Коду вхідного сигналу: 60Mbps (серійне з'єднання) /7.5MBps (паралельне з'єднання)
Тональнозвуковой розшифровувати
Стандарт: ISO / IEC 13818-3
Режим каналу: ліва сторона, право і stereo
Дискретна частота: 32KHz, 44.1KHz, 48KHz
мікропроцесор
SUNPLUS SPHE1002
вихідний відеосигнал
Система виходу: 720 x 480) (NTSC / 720 x 576 (ПРИЯТЕЛЬ)
Рівень виходу: 1.0Vpp
Опір виходу: 75Ω

Стандарт DVB-T для цифрового ефірного ТБ-мовлення в діапазоні ДМВ для Європи і інших країн був прийнятий в 1996 р - на два роки пізніше аналогічних стандартів для супутникових (DVB-S) і кабельних (DVB-C) каналів зв'язку. Ця затримка була викликана необхідністю застосування більш складних технічних методів передачі цифрової інформації при збереженні прийнятної вартості цифрового ефірного телевізора, а також через не дуже високої комерційної кон'юнктури зважаючи на відсутність вільних ТБ-каналів в діапазоні ДМВ для більшості країн Європи.
Знизити вартість цифрового телевізора можливо за рахунок застосування в стандарті DVB-T апробованих технічних рішень і технологій, розроблених для систем цифрового супутникового і кабельного мовлення. Це вимагає уніфікації ряду методів обробки цифрових сигналів в зазначених системах. Дане завдання було вирішене шляхом розробки комерційних вимог до цифрової системи ефірного мовлення, на підставі яких були вибрані необхідні технічні рішення.

метод модуляції
При цифровому ефірному ТБ-мовленні основним руйнівним чинником для цифрового каналу є перешкоди від багатопроменевого прийому. Цей вид перешкод вельми характерний для ефірного прийому в містах з різноповерховою забудовою через багаторазових відображень радіосигналу від будівель і інших споруд.
При багатопроменевому прийомі в декодер поступають дві (або більше) однакові по характеру чергування символів, але зрушені за часом цифрові послідовності. Оскільки аналіз переданого значення символу "0" або "1" в декодере зазвичай проводиться в середині символу, то в разі, якщо затримка радіосигналу другого променя стає близькою або більше половини тривалості символу, відбувається різке зростання цифрових помилок, аж до повного руйнування цифрового каналу.
При стаціонарному ефірному ТБ-прийомі боротися з многолучевостью можна шляхом застосування гостронаправлених багатоелементних ТБ-антен, що зазвичай і робиться в системах колективного ефірного прийому. Але це не вирішує проблеми повністю, так як при цьому не можна буде гарантувати упевнений прийом цифрових ТВ-програм на переносні ТБ-приймачі, в яких використовуються прості ТБ-антени. Радикальним вирішенням цієї проблеми є застосування в ефірних каналах ТБ-мовлення модуляції COFDM (Coded Orthogonal Division Multiplexing), яка спеціально розроблена для боротьби з перешкодами при багатопроменевому прийомі.
При COFDM використовується ортогональное частотне мультиплексування спільно з перешкодостійким канальним кодуванням. Поєднання канального кодування (абревіатура С) з ортогональним частотним мультиплексированием (абревіатура OFDM) позначається як COFDM. Метод COFDM добре відомий і широко використовується в цифрових системах радіомовлення (DAB) в Європі, Канаді, Японії та ін.
При COFDM послідовний цифровий потік перетвориться у велике число паралельних потоків (субпотоків), кожен з яких передається на окремій несе. Група несучих частот, яка в даний момент часу переносить біти паралельних цифрових потоків, називається "Символом COFDM". Завдяки тому, що використовується велика кількість паралельних потоків (зазвичай 1705 або 6817 субпотоків), тривалість символу в паралельних потоках виходить істотно більше, ніж в послідовному потоці даних (відповідно 280 або 1120 мкс - залежно від числа використовуваних субпотоків). Це дозволяє в декодере затримати оцінку значень прийнятих символів на час, протягом якого зміни параметрів радіоканалу через дію ехо-сигналів припиняться, і канал стане стабільним.
Таким чином, при COFDM часовий інтервал символу субпотоку Ts ділиться на дві частини - захисний інтервал D, протягом якого оцінка значення символу в декодере не проводиться, і робочий інтервал символу Tu, за час якого приймається рішення про значення прийнятого символу (рис. 1) . Відзначимо, що для правильної роботи системи ехоподавленія необхідне, щоб захисні інтервали знаходилися не на початку, а в кінці символів S2, S3 ..., тобто в захисному інтервалі продовжується модуляція несе попереднім символом (рис.1б, г).
Для забезпечення оптимального обміну між топологією (конфігурацією побудови) мережі ТБ-мовлення і ефективністю використання радіоспектра застосовуються різні значення захисного інтервалу. Завдяки цьому система може використовуватися для мовлення як в одночастотної мережі з великою зоною покриття, так і для малих зон, що обслуговуються одним передавачем.
Для одночастотної радіомережі типовим виглядом ехо-сигналів є сигнали від сусідніх по територіальному розміщенню радіопередавачів, передавальних однакові символи COFDM. Ці сигнали не відрізняються від класичних ехо-сигналів, і їх можна оцінювати як ехо-сигнали, якщо вони будуть надходити в приймач за час захисного інтервалу D. Таким чином, вибір тривалості захисного інтервалу безпосередньо впливатиме на вигляд проектованій одночастотній радіомережі. Збільшення тривалості захисного інтервалу дозволяє збільшити відстань між сусідніми радіопередавачами. З іншого боку, тривалість захисного інтервалу доцільно вибирати невеликою, так як, з точки зору теорії інформації, захисний інтервал не використовується для передачі корисної інформації і його введення зменшує обсяг переданої інформації.

Груповий спектр радіосигналу OFDM
Такі параметри модему OFDM, як число несучих в груповому спектрі, величина їх частотного розносу, тривалість захисного і робочого інтервалу інформаційного символу, взаємопов'язані і вибираються шляхом компромісних рішень.
При розробці стандарту DVB-T вибір цих параметрів виявився найбільш складним і дискусійним питанням.
Частотний рознос Df між сусідніми несучими f1, f2 ... fn в груповому радіоспектрі OFDM (рис. 2) вибирається з умови можливості виділення в демодуляторе індивідуальних несучих. При цьому можливе застосування двох методів частотного поділу (демультиплексування) несучих. По-перше, за допомогою смугових фільтрів і, по-друге, за допомогою ортогональних перетворень сигналів.




У першому випадку частотний рознос між модульовані несучими (рис. 2 а) вибирається таким, щоб їх сусідні бічні смуги взаємно перекривалися. Ця умова буде виконана, якщо величину частотного розносу вибрати рівною Df і 2 / Tu, де Tu - робочий інтервал інформаційного символу (див. Рис. 1). Однак при цьому ефективність використання радіоспектра буде невисокою. Тому в стандарті OFDM обраний ортогональний метод поділу несучих, при якому значення частотного розносу може бути зменшено в два рази в порівнянні з першим методом, за рахунок чого в два рази підвищується щільність передачі цифрової інформації (біт / с) / Гц. У нашому випадку дві модульовані несучі будуть ортогональними, якщо інтеграл від їх твори за час тривалості робочого інтервалу Tu дорівнює нулю. З цієї причини при ортогональному методі демодуляції несучих групового спектра взаємні перешкоди від сусідніх несучих будуть також дорівнюють нулю, незважаючи на те, що їх сусідні бічні смуги взаємно перекриваються. Для виконання умов ортогональності необхідно, щоб частотний рознос між несучими був постійний і точно дорівнює значенню Df = 1 / Tu, тобто на інтервалі Tu має укладатися ціле число періодів різницевої частоти f2 - f1. Виконання цього співвідношення досягається введенням в модемі OFDM двох видів сигналів синхронізації: сигналів для синхронізації несучих частот групового спектру та сигналів для синхронізації тактових частот функціональних блоків демодулятора.

параметри OFDM
Основні параметри сигналів OFDM наведені в табл. 1.
У стандарті ефірного мовлення DVB-T передбачені два режими модуляції OFDM, названі режимами 8К і 2К, для яких використовуються два значення робочих інтервалів інформаційних символів: Тu1 = 896 мкс - для режиму 8К і в 4 рази менше значення Тu2 = 224 мкс - для режиму 2К. Цим робочим інтервалах відповідають два значення частотного розносу несучих в груповому спектрі OFDM: Df1 = 1/896 мкc = 1116 Гц і Df2 = 1/224 мкс = 4464 Гц (рис. 2б, в), при яких в груповому спектрі OFDM Містить n1 = 6817 для першого режиму і n2 = 1705 несуть - для другого режиму модуляції. Загальна ширина спектра групового сигналу в обох випадках дорівнює 7,61 МГц (рис. 2б, в).


Таблиця 1.

Основні параметри системи OFDM
режим модуляції
8К

2К

Тривалість робочого інтервалу Tu в мкс,
в числі періодів Т0 (*)
896

224
8192

2048
Частотний рознос несучих D = 1 / Tu, Гц
1116

4464
Число несучих в спектрі групового сигналу, n
6817

1705
Ширина радіоспектра групового сигналу несучих, МГц
7,61

7,61
Відносна тривалість захисного інтервалу, D / Tu
1/4

1/8

1/16

1/32

1/4

1/8

1/16

1/32

Тривалість захисного інтервалу D, в мкс,
в числі періодів Т0 (*)
224

112

56

28

56

28

14

7
2048

тисяча двадцять чотири

512

256

512

256

128

64

Тривалість символу повідомлення
Ts = D + Tu, в мкс,
в числі періодів Т0 (*)
1120

1008

952

924

280

252

238

231
10240

9216

8704

8448

2560

2304

2176

2112
Максимальне видалення ТБ-передавачів в одночастотної мережі мовлення d = c (**) x D, км
67,2

33,6

16,8

8,4

16,8

8,4

4,2

2,1

Примітки: (*) Тактовий період Т0 = 7/64 мкс.
(**) Швидкість поширення радіохвиль з = 3 x 105 км / с.


Таким чином, видно, що спектр групового сигналу OFDM можна розмістити в ефірному радіоканалі аналогового телебачення з пропускною здатністю 8 МГц, забезпечуючи між сусідніми радіоканалами захисні частотні інтервали по ~ 0,39 МГц. Це важливий момент, тому що узгодженість спектра групового сигналу OFDM з існуючими радіоканалами ефірної мережі ТВ-мовлення спрощує впровадження цифрового системи телебачення.



Стандартом для кожного режиму модуляції передбачені 4 відносних значення захисних інтервалів, рівні 1/4; 1/8; 1/16 і 1/32 тривалості робочого інтервалу. Відповідні їм абсолютні значення тривалостей захисних інтервалів і інформаційних символів в мкс і періодах тактової частоти Т0 = 7/64 мкс наведені в табл. 1.
У цій же таблиці вказано максимальний територіальний рознос між ТВ-передавачами однієї ТВ-програми в синхронній одночастотної мережі ефірного мовлення, який може вибиратися при проектуванні мережі в межах від 67,2 до 8,4 км і від 16,8 до 2,1 км відповідно для режимів модуляції 8К і 2К.
Зупинимося на причинах, за якими в стандарті ефірного мовлення були прийняті два варіанти режимів модуляції (8К і 2К), оскільки ці фактори необхідно враховувати при проектуванні такої мережі мовлення.
Режим модуляції 8К дозволяє в одночастотної мережі ефірного мовлення використовувати територіальний рознос між передавачами однакових ТВ-програм до 67 км. При цьому виходить велика зона покриття, прийнятні потужності ТВ-передавачів і стандартні висоти антенно-щоглових споруд. Економічні переваги такої мережі стають особливо помітними при організації ТВ-мовлення в країнах з великими територіями, за рахунок скорочення загального числа передавальних ТБ-станцій мережі. З цих причин в стандарт був введений режим модуляції 8К.
Технічно модем 8К реалізується шляхом виконання в модуляторі інверсного дискретного перетворення Фур'є і прямого дискретного перетворення Фур'є - в демодуляторе телевізора, для чого потрібні процесори з двійковій ємністю 213 = 8192 = 8К. Однак наявне в той час перше покоління таких процесорів не підходило для цих цілей ні за швидкодією, ні за вартістю, що не дозволяло розпочати одночасно з прийняттям стандарту розробку апаратури з режимом модуляції 8К [2]. З цієї причини було прийнято рішення ввести в стандарт другий - технічно простіший режим 2К, для якого вже були необхідні процесори з двійковій ємністю 211 = 2048 = 2К.

В результаті було прийнято загальний стандарт з модуляцією 2К і 8К з різним числом несучих. Специфікація стандарту 2К дозволяла розпочати впровадження цифрового ефірного мовлення відразу, а специфікація стандарту 8К могла бути реалізована пізніше, після розробки відповідного процесора. Відзначимо, що з появою процесорів 8К і необхідності побудови мережі ефірного мовлення з великою зоною покриття, що характерно для Російської Федерації, перевагу необхідно віддати режиму модуляції 8К і використовувати його при створенні вітчизняної мережі цифрового ефірного мовлення.

Модуляція несучих в груповому сигналі OFDM
Стандартом передбачено, що в модемі OFDM можуть бути використані наступні види модуляції несучих групового сигналу: квадратурная фазова модуляція (4-ФМ), 16- і 64-рівнева квадратурная амплітудна модуляція (16-КАМ або 64-КАМ) з рівномірним або нерівномірним розташуванням вершин векторів сигналу в кодовому просторі сигналів.
Вибір конкретного виду модуляції із зазначених проводиться в залежності від необхідної швидкості передачі даних з урахуванням надмірності, необхідної для їх завадостійкого кодування. Цю надмірність легко оцінити, виходячи з того, що при завадостійке кодування в модемі використовуються згорткові коди з відносними швидкостями: 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8, в результаті чого швидкість цифрового потоку після перешкодостійкого кодування збільшиться в число раз, рівне одиниці, поділеній на відносну швидкість коду. Тобто, наприклад, при використанні згортальної коди 3/4, швидкість цифрового потоку зростає в 4/3 = 1,33 рази.
Дані, необхідні для вибору виду модуляції в залежності від необхідної швидкості цифрового потоку для різних значень відносної швидкості згортальної коди і відносної тривалості захисного інтервалу в інформаційному символі, наведені в табл. 2. Дані цієї таблиці не залежить від режиму модуляції 8К або 2К, так як при переході від режиму 8К до режиму 2К зі зменшенням числа несучих в 4 рази одночасно в 4 рази збільшується швидкість передачі даних на кожній несучої.
У табл. 2 також вказані необхідні значення відносини сигнал / шум в ефірному радіоканалі для двох випадків ефірного прийому - на стаціонарну, багатоелементних ТБ-антену і на просту антену переносного телевізора. Наведені значення відносини сигнал / шум забезпечують отримання коефіцієнта помилок 2 x 10-4 на виході декодера згортальної коди. Остаточний вибір перерахованих параметрів системи цифрового мовлення робиться шляхом аналізу кількох альтернативних варіантів.


Таблиця 2.
Швидкість передачі даних при ієрархічній модуляції 8К і 2К
вид модуляції

швидкість коду

Відношення сигнал / шум в радіоканалі, дБ

Корисна швидкість, Мбіт / с
Стаціонарна антена (F1)

Переносна антена (Р1)

D / Tu = 1/4

D / Tu = 1/8

D / Tu = 1/16

D / Tu = 1/32
4-ФМ

1/2

3,6

5,4

4,98

5,53

5,85

6,03
4-ФМ

2/3

5,7

8,4

6,64

7,37

7,81

8,04
4-ФМ

3/4

6,8

10,7

7,46

8,29

8,78

9,05
4-ФМ

5/6

8,0

13,1

8,29

9,22

9,76

10,05
4-ФМ

7/8

8,7

16,3

8,71

9,68

10,25

10,56
16-КАМ

1/2

9,6

11,2

9,95

11,06

11,71

12,06
16-КАМ

2/3

11,6

14,2

13,27

14,75

15,61

16,09
16-КАМ

3/4

13,0

16,7

14,93

16,59

17,56

18,10
16-КАМ

5/6

14,4

19,3

16,59

18,43

19,52

20,11
16-КАМ

7/8

15,0

22,8

17,42

19,35

20,49

21,11
64-КАМ

1/2

14,7

16,0

14,93

16,59

17,56

18,10
64-КАМ

2/3

17,1

19,3

19,91

22,12

23,42

24,13
64-КАМ

3/4

18,6

21,7

22,39

24,88

26,35

27,14
64-КАМ

5/6

20,0

25,3

24,88

27,65

29,27

30,16
64-КАМ

7/8

21,0

27,9

26,13

29,03

30,74

31,67


простір сигналів
При квадратурной фазової (4-ФМ) і амплітудної модуляції (16-КАМ і 64-КАМ) сигнал несучої виходить шляхом модуляції і підсумовування двох квадратурних сигналів: coswt і sinwt. Ці сигнали при аналізі систем квадратурной модуляції зручно представляти у вигляді двох квадратурних векторів I і Q, вважаючи, що вектор I збігається з віссю абсцис і називається синфазним вектором, а вектор Q збігається з віссю ординат і називається квадратурних вектором. При цьому фаза вектора I приймається за нульову фазу і щодо неї здійснюється оцінка фазових положень векторів модульованого сигналу. Оскільки при математичному аналізі квадратурного модульованих сигналів використовуються комплексні функції, в яких сигнал coswt є дійсною частиною функції, а сигнал sinwt - уявною частиною функції і, крім того, загальноприйнятим вважається, що по осі абсцис відкладаються дійсні числа, а по осі ординат - уявні, то в системі координат I і Q вектору I відповідає сигнал coswt, а вектору Q - сигнал sinwt.
Простір сигналів модульованої несучої є дискретні положення вершин сумарного вектора (I + Q) в системі координат I і Q.



В системі OFDM при використанні модуляції 4-ФМ вектора I і Q мають однакові і постійні амплітуди, дискретно змінюються тільки фази, які можуть набувати значень 0 ° або 180 ° - для вектора I і 90 ° або 270 ° - для вектора Q. При цьому вершини сумарного вектора (I + Q) при переході від одного фазового стану в інше описують окружність (рис. 3а).
У порівнянні з 4-ФМ застосування КАМ дозволяє збільшити швидкість передачі даних в 2 рази - для 16-КАМ і в 4 рази - для 64-КАМ.
При застосуванні КАМ вектора I і Q приймають зазначені вище фіксовані значення фази, що і при 4-ФМ, і, крім того, дискретно модулюються по амплітуді. При цьому в стандарті передбачено два види дискретизації амплітуд векторів I і Q - з рівномірним і нерівномірним кроком дискретизації амплітуди.



Перший випадок називається неієрархічні режимом модуляції, і він забезпечує однакову стійкість для всіх переданих кодових комбінацій. В цьому режимі модуляції амплітуди векторів I і Q приймають по 4 фіксованих значення, рівних (-3; -1; +1; +3) кроків дискретизації амплітуди - для 16-КАМ (рис. 4а) і по 8 - фіксованих значень, рівних (-7; -5; -3; -1; +1; +3; +5; +7) кроків дискретизації амплітуди - для 64-КАМ.
Відзначимо схожість модуляції 4-ФМ з КАМ. При 4-КАМ вершини сумарного вектора (I + Q) лежать в вершинах квадрата (див. Рис. 3б), який вписується в коло 4-ФМ (див. Рис. 3а), тобто простору сигналів 4-ФМ і 4-КАМ збігаються. Таким чином, якщо вибрати однакові маніпуляційні коди, то сигнали 4-ФМ і 4-КАМ можна буде формувати і демодулировать одними і тими ж пристроями, що корисно використовувати при створенні уніфікованого модему OFDM для декількох видів модуляції.
Застосування ієрархічного методу модуляції дозволяє підвищити живучість системи цифрового мовлення при несприятливих умовах ефірного прийому (наприклад, прийом при низькій напруженості радіополя, наявність перешкод від інших радіослужб, прийом на кімнатну антену і т.п.).
В цьому випадку передається цифровий потік розбивається на два потоки. Швидкість першого потоку вибирається рівною: 1/2 при 16-КАМ і 1/3 при 64-КАМ від швидкості основного потоку. (При цьому швидкість 2-го потоку складе, відповідно, 1/2 або 2/3 від швидкості основного потоку.) Перший потік кодується з більш високою завадостійкістю, і в ньому передається найбільш значна частина інформації, наприклад, старші розряди відео- і звукоданних . Другий потік кодується з меншою помехоустойчивостью і використовується для передачі менш значної частини інформації. При цьому різниця у ставленні сигнал / шум для порогових точок демодуляції першого і другого потоку вибирається в межах 10 ... 15 дБ.
При ієрархічної модуляції доцільно використовувати більш високі профілі стандарту MPEG-2, тобто замість основного профілю стандарту MPEG-2 застосувати профіль з масштабується ставленням сигнал / шум або спеціально масштабований профіль, при яких живучість системи при несприятливих умовах прийому підвищується за рахунок зниження відносини сигнал / шум і чіткості ТВ-зображення.
В результаті при несприятливих умовах, коли не вдається демодулировать другий цифровий потік, ТВ-зображення на екрані телевізора зберігається, хоча і відтворюється з погіршеним якістю (підвищеним рівнем шумів і зниженою чіткістю). З поліпшенням умов прийому якості зображення повністю відновлюється.

Простір сигналів 16- і 64-КАМ при ієрархічної модуляції
Перехід до ієрархічної модуляції здійснюється за рахунок застосування двох значень кроку дискретизації при дискретизації амплітуд векторів I і Q. Менше значення кроку дискретизації d1 залишається таким же, як і при ієрархічній модуляції, а більшого значення кроку дискретизації d2 вибирається в 2 або 4 рази більше d1, тобто d2 = ax d1, де a = 2 або 4.
Простір сигналів 16- або 64-КАМ будується наступним чином. Перші від початку координат точки по позитивним і негативним напрямками осей I і Q мають фіксовані амплітуди, рівні d2 / 2. Решта точки на зазначених осях мають фіксовані значення амплітуд, які прямують з кроком дискретизації d1.



На рис. 5 показані дискретні значення амплітуд векторів I і Q при ієрархічної 64-рівневої КАМ. Кожен вектор може мати 8 фіксованих амплітуд рівних або (-8, -6, -4, -2, +2, +4, +6, +8) кроків дискретизації d1 при a = 2, або (-10, -8, -6, -4, +4, +6, +8, +10) кроків дискретизації d1 при a = 4.
У разі 16-рівневої КАМ число фіксованих значень амплітуд векторів I і Q зменшується до 4, і ці дискретні значення будуть збігатися з вищевказаними на інтервалах від (-4, -2, +2, +4) при a = 2 і від (- 6, -4, +4, +6) при a = 4.
При модуляції амплітуди векторів I і Q можуть в довільному порядку приймати одне з 4 (при 16-КАМ) і одне з 8 (при 64-КАМ) зазначених фіксованих значень. У підсумку в просторі сигналів 16/64-КАМ будуть присутні 16 або 64 сумарних вектора (I + Q), відстань між вершинами яких буде максимальним при значеннях амплітуд векторів (I, Q) рівних: (2,2); (2, -2); (-2,2); (-2, -2) - для випадків 16/64-КАМ a = 2, і (4,4); (4, -4); (-4,4); (-4, -4) - для випадків 16/64-КАМ a = 4.
Ці кодові комбінації будуть мати максимальну завадостійкістю, і їх необхідно використовувати при передачі найбільш значної частини інформації.

Структура кадру OFDM
; При виборі структури кадру необхідно забезпечити, по-перше, швидке входження в синхронізм демодулятора цифрового телевізора, з тим щоб не викликати почуття роздратування у телеглядачів в моменти перемикання телевізора з однієї програми на іншу. По-друге, формат кадру OFDM повинен бути узгоджений з форматом транспортного пакета MPEG-2 (тривалість пакета 204 байти), з тим щоб взаємні перетворення цих форматів в модемі могли бути виконані простими технічними засобами.
В результаті обліку цих вимог в стандарті OFDM була прийнята двоступенева структура передачі даних у вигляді супер-кадру, що складається з 4 кадрів OFDM. При цьому в одному супер-кадрі міститься ціле число транспортних пакетів MPEG-2, що дозволяє виробляти взаємні перетворення форматів транспортних пакетів і супер-кадру OFDM без введення в модем OFDM стаффінг-синхронізації. У той же час наявність в супер-кадрі 4 кадрів підвищує в 4 рази швидкість передачі сигналів синхронізації, за рахунок чого забезпечується прийнятний час входження в синхронізм демодулятора телевізора.


Структура кадру OFDM показана на рис. 7. Кадр складається з 68 символів OFDM, яким присвоєні телефонні номери від 0 до 67. Тривалість кадру дорівнює TF = 68TS, а значення TS (тривалості інформаційних символів) для різних режимів роботи наведені в табл.1. Кадр містить для режимів модуляцій 8К і 2К, відповідно, 6817 і 1705 несуть.
Для роботи приймального пристрою необхідно спільно з інформаційними символами передавати опорні сигнали, по-перше, сигнали для фазового автопідстроювання опорних частот демодулятора, по-друге, - сигнали тактової синхронізації функціональних блоків демодулятора, по-третє, - сигнали для оцінки стану ефірного радіоканалу, в По-четверте, - сигнали управління демодулятором, що містять інформацію про використовуваних режимах модуляції. Для цих цілей в кожному символі OFDM для режимів модуляції 8К і 2К виділено, відповідно, 769 і 193 опорних несучих, які в порівнянні з інформаційними несучими передаються з підвищеною на 2,5 дБ потужністю.
Для фазового автопідстроювання опорної сітки когерентних частот демодулятора використовуються так звані фіксовані опорні несучі, частотні позиції яких в кожному символі OFDM постійні.


Всього для цієї мети в режимах 8К і 2К використовується відповідно 177 і 45 фіксованих несучих. Фіксовані несучі модулюються опорної псевдослучайной послідовністю.
Для підвищення живучості системи OFDM і зниження числа цифрових помилок в демодуляторе ведеться оцінка поточного стану амплітудно-частотної характеристики наскрізного радіоканалу модему, на підставі чого проводиться розрахунок поточної перехідною характеристики радиотракта і вибирається оптимальний часовий інтервал ( "тимчасове вікно") для декодування інформаційних сигналів. Для цієї мети використовуються так звані розосереджені опорні несучі, частотні позиції яких зміщуються при переході від одного символу OFDM кадру до іншого символу OFDM (див. Рис. 7). Причому ці зміни номерів розосереджених несучих виробляються з періодом 4 символу OFDM, тобто, наприклад, частотні позиції розосереджених несучих в символі OFDM c номером 0 і номером 3 збігаються. В результаті такого періодичного зсуву частот розосереджених опорних несучих відбувається більш точне частотне сканування наскрізний АЧХ радиотракта модему. Для цієї мети використовуються в режимах 8К / 2К відповідно 524 і 131 розосереджених опорних несучих, які модулюються опорної псевдослучайной послідовністю.
Крім того, для передачі сигналів управління демодулятором в режимах 8К і 2К використовуються відповідно 68 і 17 розосереджених несучих, положення яких в кадрі OFDM задані у вигляді таблиці.

канальне кодування
Канальне кодування використовується для підвищення завадостійкості системи цифрового ефірного мовлення і узгодження форматів передачі даних кадру OFDM і транспортних пакетів MPEG-2. Канальний кодек включає в себе систему зовнішнього і внутрішнього кодування модему. Така структура кодека дозволяє уніфікувати ряд його функціональних вузлів для ефірних, супутникових і кабельних систем цифрового мовлення за рахунок того, що загальні для цих систем мовлення операції по обробці даних виконуються у зовнішній системі кодування, а додаткова обробка даних, що залежить від виду модуляції і середовища передачі , виконується в складі внутрішньої системи кодування модему. Така уніфікація дає економічний ефект і скорочує терміни впровадження, так як в цьому випадку для створення апаратури цифрового ефірного мовлення можна використовувати нові технології і спеціалізовані інтегральні схеми, розроблені для систем супутникового і кабельного цифрового мовлення. З цієї причини в стандарті ефірного цифрового мовлення було прийнято, що використовуються у зовнішній системі канального кодування модему OFDM структура циклу обробки даних, методи скремблювання, завадостійкого кодування кодом Ріда-Соломона і згортального перемеженія даних залишаються такими ж, як і в системах цифрового супутникового і кабельного мовлення. Крім того, у внутрішній системі канального кодування модему OFDM використовується той же метод сверточного кодування, який прийнятий в системі цифрового супутникового мовлення. Коротко пояснимо виконувані ними функції в модемі OFDM.

Зовнішнє канальне кодування
Цикл обробки даних в системі зовнішнього канального кодування модему OFDM синхронний з частотою передачі транспортних пакетів MPEG-2 і включає в себе групу з 8 транспортних пакетів по 188 байтів кожний. Для введення сигналу циклової синхронізації в першому транспортному пакеті циклу проводиться інверсія символів стартовою синхрогрупи пакета. В інших семи транспортних пакетах циклу стартові синхрогрупи НЕ інвертуються.
Скремблирование вводиться для усунення довгих серій "0" або "1" в транспортних пакетах MPEG-2, за рахунок чого забезпечується стійка робота системи тактової синхронізації приймального пристрою. При цьому, щоб не порушити в демодуляторе цикловую синхронізацію, стартові синхрогрупи транспортних пакетів Скремблювання не піддавалося.
Завадостійке кодування транспортних пакетів MPEG-2 виконується спільно зі стартовими синхрогрупи пакетів і проводиться кодом Ріда-Соломона, що дозволяє скорегувати 8 пакетів цифрових помилок розміром по 1 байту. Після такого кодування тривалість транспортного пакета зростає з 188 до 204 байтів.
Перемеженіє даних вводиться для захисту від пакетів цифрових помилок розміром більше 1 байта. З цією метою проводиться перестановка двох сусідніх байтів транспортного пакета на глибину перемежения 12 байтів. При цьому, щоб не порушити в демодуляторе цикловую синхронізацію, стартові синхрогрупи в транспортних пакетах перемежением не піддавалося і залишаються на своїх тимчасових позиціях.

Внутрішнє канальне кодування
Внутрішнє канальне кодування модему OFDM вводиться з метою захисту переданої інформації, по-перше, від селективних завмирань несучих в груповому сигналі OFDM при роботі в синхронній одночастотної мережі ТБ-мовлення. По-друге, для захисту від перешкод при багатопроменевому прийомі в переносних ТВ-приймачах, які працюють з простими домашніми дипольними антенами.
Крім того, ця система завадостійкого кодування повинна знизити коефіцієнт цифрових помилок на виході демодулятора з 10-1 ... 10-2 до рівня 2 x 10-4, що необхідно для нормальної роботи зазначеної вище уніфікованої зовнішньої системи кодозащити модему OFDM. Для підвищення завадостійкості цифрової потік з виходу зовнішньої системи кодозащити модулятора проходить сверточное кодування.
Необхідно відзначити, що запозичений з системи цифрового супутникового мовлення згорткове кодування не є повністю оптимальним для умов прийому демодулятора OFDM. З цієї причини при розробці стандарту пропонувалися й інші коди. Однак порівняльні оцінки коригувальних здібностей різних кодів і такі ж оцінки вартості створення нових технологій і спеціалізованих інтегральних схем для реалізації нових методів кодування показали доцільність уніфікації та стандартизації сверточного кодування для ефірного та супутникового мовлення, що і було зроблено в стандарті.
Подальша обробка даних під час внутрішнього кодування вводиться для захисту від селективних завмирань несучих групового спектра OFDM, для чого проводиться побітно і побайтово перемежение даних вводиться для захисту від пакетів цифрових помилок розміром більше 1 байта. З цією метою проводиться перестановка двох сусідніх байтів транспортного пакета на глибину перемежения 12 байтів. При цьому, щоб не порушити в демодуляторе цикловую синхронізацію, стартові синхрогрупи в транспортних пакетах перемежением не піддавалося і залишаються на своїх тимчасових позиціях.

Внутрішнє канальне кодування
Внутрішнє канальне кодування модему OFDM вводиться з метою захисту переданої інформації, по-перше, від селективних завмирань несучих в груповому сигналі OFDM при роботі в синхронній одночастотної мережі ТБ-мовлення. По-друге, для захисту від перешкод при багатопроменевому прийомі в переносних ТВ-приймачах, які працюють з простими домашніми дипольними антенами.
Крім того, ця система завадостійкого кодування повинна знизити коефіцієнт цифрових помилок на виході демодулятора з 10-1 ... 10-2 до рівня 2 x 10-4, що необхідно для нормальної роботи зазначеної вище уніфікованої зовнішньої системи кодозащити модему OFDM. Для підвищення завадостійкості цифрової потік з виходу зовнішньої системи кодозащити модулятора проходить сверточное кодування.
Необхідно відзначити, що запозичений з системи цифрового супутникового мовлення згорткове кодування не є повністю оптимальним для умов прийому демодулятора OFDM. З цієї причини при розробці стандарту пропонувалися й інші коди. Однак порівняльні оцінки коригувальних здібностей різних кодів і такі ж оцінки вартості створення нових технологій і спеціалізованих інтегральних схем для реалізації нових методів кодування показали доцільність уніфікації та стандартизації сверточного кодування для ефірного та супутникового мовлення, що і було зроблено в стандарті.
Подальша обробка даних під час внутрішнього кодування вводиться для захисту від селективних завмирань несучих групового спектра OFDM, для чого проводиться побітно і побайтово перемежение даних з тим, щоб сусідні біти і байти не передавались на сусідніх несучих. Ці процедури описані в стандарті відповідними алгоритмами, на підставі яких апаратно-програмним способом вони можуть бути реалізовані.